Elektronika ::: Servisna uputstva ::: Pretpojačivači ::: Pojačivači ::: Napajanja ::: Ostalo

Zastita od preopterecenja/kratkog spoja

Zastita se odnosi na zastitu pojacivaca - i to njegovih izlaznih tranzistora od prekoracenja maksimalne dozvoljene struje. Stvari nisu posve jednostavne iz vise razloga. Osnovni razlog je priroda opterecenja prikljucenog na pojacivac. Zvucne kutije sa dva ili vise zvucnika u njima, sa skretnicom i gomilom velikih induktivnosti i kondenzatora i kutijom sa sopstvenom rezonantnom frekvencijom predstavljaju krajnje nepredvidivo opterecenje. Za razliku od otpornika, koji predstavlja cisto omsko opterecenje i kod koga su i napon i struja u fazi, zvucne kutije predstavljaju tzv. reaktivno opterecenje kod koga napon i struja najcesce nisu u fazi, a impedansa se jako menja sa frkvencijom. Ovo prakticno znaci da se moze dogoditi da pojacivac mora dati znatnu struju u trenutku dok je napon jednak nuli ili jos interesantnije, struja moze biti negativna za neku pozitivnu vrednost napona. I ne samo to, pojacivac mora da se izbori i sa znatnim vrednostima struje koja se indukuje u zvucnicima i vraca nazad, ka pojacivacu.

Dalje, da stvar bude komplikovanija i sami bipolarni tranzistori po svojoj prirodi komplikuju stvari. Naime, moze se dogoditi da se pri odredjenoj vrednosti struje kroz tranzistor i napona Vce, jedan mali i lokalizovani deo silicijuma zagreje vise od ostatka istog materijala. Zagrejani silicijum ima manju otpornost od onoga sa nizom temperaturom te provodi vise struje. Vise struje - veca temperatura i tako redom sve dok ne dodje do proboja tranzistora. Ova pojava je poznata kao second brakedown (pojava neinteresantna kod MOSFET-ova).

Dva su osnova kriterijuma pri odredjivanju maksimalne snage koju izlazni tranzistori mogu dati - srednja temperatura p-n spoja (junction temperature) i second brakedown. Kako pojacivaci cije su seme date ovde rade sa izlaznim stepenima u AB klasi to znaci da nisu u stanju stvarnih 50% radnog ciklusa. Struja biasa se sabira sa strujom koju diktira potrosac. Na visim frekvencijama snaga od vrha do vrha moze biti znatno visa od srednje snage. Na nizim frekvencijama trajanje signala koje jedna strana izlaznog stepena provodi krece se i do nekoliko stotina ms, sto je gotovo ravno DC uslovima.

Kako, dakle, zastititi izlazne tranzistore?

Osiguraci svakako predstavljaju najjednostavniji vid zastite, no imaju previse nedostataka (velika serijska otpornost, mala brzina reagovanja, nelinearnost i sl.) te o njima ovde nece biti reci.

Kako detektovati vrednost struje isporucene zvucnim kutijama? Odgovor se namece sam po sebi - pretvoriti tu struju u napon, a naponom se vec moze jednostavnije manipulisati. Da li dakle povezati otpornik redno sa zvucnicima? Pa naravno da ne! Cilj nam je sto niza izlazna impedansa pojacivaca jer ona garantuje visok damping faktor. Najjednostavnije je iskoristiti emiterske otpornike i meriti pad napona na njima.

Ovde postoje dva koncepcijska resenja zastite. Jedan od nacina je da se pobuda izlaznih tranzistora menja u funkciji struje kroz njih. Ovoj grupi pripadaju tzv. VI limiteri (dobili su naziv jer mereci napon V na emiterskim otpornicima detektuju, odnosno regulisu struju I kroz njih.

Slika 1.1 - VI zastitni sklop

Na slici 1.1 dat je prakticni primer izvodjenja jednog od VI zastitnih sklopova i to za pojacivac od 100 W cija je sema data na ovom sajtu.

Slika 1.2 - Krive opterecenja pojacivaca 100 W 8 Oma

Slika prikazuje uslove opterecenja za kompletan izlazni stepen pojacivaca. Linija opterecenja za 8 Oma i 45° faznog pomaka ukazuje na potrebu za kolektorskom strujom od 6 A, a koja pada na 4 A za napon od 50 V. Takodje su vidljive i vrsne struje za veca omska opterecenja. Vecina 8 Om-skih zvucnika predstavlja stvarno opterecenje manje od 8 Oma, mada ne svi i reaktivno opterecenje manje od 8 Oma. Ova slika prikazuje i da reaktivno opterecenje od 8 oma i 90° faznog pomaka i omsko opterecenje od 2 Oma ne predstavljaju veci problem za pojacivac. Strujna zastita (VI limiter) ide duz linije od 375W. Ovu snagu dele tri izlazna tranzistora, pa je svaki predvidjen za max. disipaciju od 125 W.

Ogranicenjem snage linearno od 150 W na 25 °C do 0 na 150 °C temperatura kucista raste do 60 °C.

Slika 1.3 - Kriva smanjenja nominalne snage disipacije za izl. tranzistore

Sa prethodne slike se vidi da za temperaturu od 60 °C snaga mora da bude ogranicena na 75% od 125 W, dakle na 112,5 W. Moguce je dakle dozvoliti vrsnu disipaciju po izlaznom tranzistoru od 125 W.

Ispitujuci krive SOARE, za situaciju kada je napajanje preko 70 V, vidi se da sposobnost disipacije opada. Za 100 V napajanja disipacija pada sa 150 W na nekih 80-ak W. Kako nam je sada limitirajuci kriterijum second brakedown, sa prethodne slike, za temperaturu od 60 °C sledi smanjenje max. disipacije od 85%. Dakle, disipacija sada iznosi svega 68 W, a to za sva tri izlazna tranzistora rezultuje max. disipacijom od 204 W. Vec je receno da zastitni sklop dopusta disipaciju od 375 W pa je tako jasno da zastita nije potpuna.

Slika 1.4 - Strujno ogranicenje izlaznog stepena 100 W na 8 Oma

Prethodna slika prikazuje krivu zastite datu na slici 1.1. za kapacitivno opterecenje na frekvenciji od 100 Hz. Zastitni sklop reaguje nesto ispod maksimalne vrednosti struje kroz izlazne tranzistore sto dovodi do izoblicenja u vidu kompresije signala pre dostizanja krajnje granice i konacnog blokiranja tranzistora.

Tranzistori Q101 i Q102 mere pad napona na emiterskim otpornicima R38 do R43 preko otpornika R107 do R112. Polarizacija baze je, osim preko ovih otpornika, izvedena i preko otpornika prema masi i prema napajanju pojacivaca. Kada napon na emiterskim otpornicima dostigne unapred podesenu vrednost - odgovarajuci tranzistor pocinje da provodi smanjujuci pobudu pobudnim, pa samim tim i izlaznim tranzistorima.

Cinjenica da ovakav vid zastite utice svojim aktiviranjem na kvalitet zvuka dovodi nas do drugog koncepcijskog resenja za ovu vrstu zastitnih sklopova - pri detekciji preopterecenja, zastitni sklop najcesce iskljucuje potrosac, dakle zvucnu kutiju, i to trajno (dok se pojacivac ne iskljuci i ponovo ne ukljuci) ili na neko odredjeno vreme, nakon koga se potrosac ukljucuje ponovo. Ideja je jasna - sve dok je snaga manja od neke maksimalne, zastitni sklop ne utice ni na koji nacin na kvalitet zvuka. U trenutku pojave preopterecenja, ono se jednostavno iskljucuje ili se potpuno gasi pobuda pojacivaca. Iako malo dramaticniji u pogledu reakcije, zastitni sklopovi ovog tipa svakako zasluzuju preporuku.

Na slici 1.2 dat je primer prakticnog izvodjenja jednog od ovih sklopova.

Slika 1.5 - Detektor preopterecenja izlaznih tranzistora

Prikazani sklop je primenjen kod pojacivaca cija je snaga deklarisana sa 120 W RMS na 8 Oma, a napon napajanja je, kao sto se sa slike vidi, ±60 V. Tranzistori Q01 i Q02 su izlazni tranzistori pojacivaca, a Re1 i Re2 su emiterski otpornici. Pad napona na ovim otpornicima odgovara struji kroz njih, dakle struji kroz izlazne tranzistore, i meri se tranzistorom Q1 (2SC2240). Razdelnik napona R1, R3 i R2 sa pripadajucom diodom definisu prag otvaranja tranzistora Q1. Otpornik R2 i dioda D1 (1SS81) ogranicavaju napon na bazi tranzistora Q1, kako ne bi doslo do njegovog ostecenja usled prevelikog pada napona na emiterskom otporniku. Dioda 1SS81 je brza prekidacka dioda za visoki napon (reverse voltage = 150 V, average forward current = 200 mA, power disipation = 400 mW, capacitance = 1,5 pF, reverse recovery time = 100 ns). Deo detektora sa R1 ~ R4, Q1 i D1 ponavlja se kod drugog kanala pojacivaca. Ostatak elemenata je zajednicki za oba kanala. Pri pojavi preopterecenja tranzistor Q1 provodi i time otvara tranzistor Q2 koji dalje moze da upravlja ostatkom zastitnih sklopova pojacivaca (relei za iskljucenje zvucnih kutija, relei za blokiranje ulaznog signala i sl.). C1 obezbedjuje da se sklop ne aktivira pri veoma brzim tranzijentima.

Jasno je da je ovim zasticen samo NPN izlazni tranzistor. No sta je sa njegovim komplementom? Jasno je da ovakav sklop detektora preopterecenja, iako najcesci u praksi, nije i najbolji. Jedno od resenja je otpornik R3 i tranzistor Q1 sa slike 1.2 povezati na emitor PNP izlaznog tranzistora. Sada se meri pad napona preko oba emiterska otpornika. Ni ovo nije najsrecnije resenje jer se sabiraju padovi napona u + i - grani signala. Bolje resenje je detekcija pada napona odvojeno za svaki emiterski otpornik, sto je slucaj prikazan na slici 1.3.

Slika 1.6 - Detektor preopterecenja izlaznih tranzistora

U osnovi, sklop je veoma slican onome sa slike 1.2 s tim sto se detekcija preopterecenja vrsi za svaki izlazni tranzistor posebno. Ovaj sklop je primenjen kod pojacivaca deklarisanog sa 60 W RMS na 8 Oma i naponom napajanja od ±44 V. Izlaz detektorskog sklopa, oznacen sa OUTPUT, vezuje se preko diode sa identicnim sklopom drugog kanala (OR kolo) i povezuje se sa ostatkom zastitnih sklopova.

Da bi ste postigli najcistije moguce aktivirenje ostatka zastitnih sklopova potrebno je ubaciti schmitt trigger kolo izmedju ovog detektora i ostatka zastite.

Switch-on delay - Immediate switch-off

U trenutku ukljucenja pojacivaca filtarski kondenzatori pocinju da se pune i napon na njima raste po eksponencijalnom zakonu do neke nominalne vrednosti definisane naponom na sekundaru transformatora. Sto su kondenzatori veceg kapaciteta to je duze vreme potrebno da se oni napune. Praznjenje kondenzatora takodje nije trenutno i opet je definisano eksponencijalnim zakonom.

Ovo sve govori da ce elektronski sklopovi pojacivaca u tih par sekundi nakon ukljucenja, odnosno iskljucenja pojacivaca biti u krajnje neregularnom stanju jer su proracunati za neku nominalnu vrednost napona napajanja. Kako ce se elektronski sklopovi ponasati u takvoj situaciji nije lako, a najcesce je i nemoguce, predvideti. No, jedno je sigurno - pojacivac ce gotovo uvek imati pojavu DC napona na izlazu i/ili neku oscilatornu pojavu. Ovakve abnormalnosti vrlo lako mogu da dovedu do ostecenja, a ne retko i unistenja zvucnika koji su prikljuceni na pojacivac.

Resenje je ugradnja takvog sklopa koji ce zakasniti sa ukljucenjem zvucnika za par sekundi nakon ukljucenja pojacivaca, a trenutno ih iskljuciti onog trnutka kada se pojacivac iskljuci. Naravno ovo je i najcesca praksa - iskljucivanje zvucnika mocnim releom. Ima i takvih resenja koja koriste rele ali da kratko spoje baze prvih tranzistora u izlaznoj Darlington konfiguraciji (naravno tamo gde sklop koji prethodi ovom stepenu to dozvoljava) ili da releom ili FET tranzistorom blokiraju ulazni signal (neefikasno resenje jer se prelazne pojave elektronike nakon ove blokade i dalje i te kako cuju).

Za sva ova resenja je karakteristican vremenski sklop. Kako ce se on uposliti stvar je dizajnerske filozofije.

Treba imati na umu i da se ovakvi sklopovi primenjuju i kod pretpojacivaca gde imaju ulogu blokiranja izlaznog signala, opet radi zastite sklopova koji slede od DC napona i/ili oscilatornih pojava prilikom ukljucenja, odnosno iskljucenja.

Ovde ce biti prikazan sklop koji se u praksi pokazao izuzetno pouzdano i koji funkcionise krajnje korektno, tj. cak i ako iskljucite pojacivac opremljen ovim sklopom, pa ga zatim odmah ukljucite, i dalje imate istu vremensku zadrsku.

Slika 2.1 - Switch-on delay - Immediate switch-off, verzija 1

Sklop je predvidjen za napajanje sa ±33 V, no veoma je jednostavo prepraviti ga za jednostruko napajanje ili za napajanje drugih vrednosti. Princip rada je sledeci: Odmah nakon pojave napona napajanja kondenzator C2 je jos uvek prazan te je tranzistor Q4 otvoren. Ovim su tranzistori Q1, Q2 i Q3 blokirani. Kondenzator se polako puni preko otpornika R10 (2M2) i nakon 2~3 sekunde, tranzistor Q4 se blokira otvarajuci na taj nacin tranzistore Q1 ~ Q3. Kako bi se sprecile nestabilnosti u trenutku prelaska tranzistora Q4 iz stanja vodjenja u neprovodno stanje, uvedena je pozitivna povratna sprega preko diode D3 i otpornika R11. Ovim se postize da istog trenutka kada se ovaj tranzistor blokira, a tranzistori Q1~Q3 otvore, Q4 sigurno ostane blokiran. U trenutku isklucenja kondenzator C3 se veoma brzo prazni preko otpornika R12 (10 k) sto dovodi do brzog praznjenja kondenzatora C2 kroz diodu D4, cime tranzistor Q4 pocinje da provodi blokirajuci na taj nacin tranzistore Q1~Q3. Ukoliko je potrebna veca vremenska konstanta celog sklopa kondenzator C2 se moze povecati na 0,68 µF. Umesto Tranzistora Q3 (BC327-25) moguce je bez ikakvih izmena upotrebiti snazniji tranzistor - BD139.

INPUT predstavlja mesto na koje se mogu prikljuciti ostali zastitni sklopovi (DC, Overload, Overheat i sl.) i to preko tranzistora vezanog identicno tranzistoru Q2.

Relei su premosceni kombinacijom klasicne i zener diode kako bi se smanjilo vreme preklapanja izazvano kontra-elektromotornom silom. Ovakva kombinacija znatno ubrzava rad relea u odnosu na klasicnu varijantu izvedenu samo obicnom diodom.

Sledi jos jedan sklop iste funkcije i slicne konstrukcije.

Slika 2.2 - Switch-on delay - Immediate switch-off, verzija 2

Princip rada je sledeci - Tranzistori Q3 i Q4 formiraju klasican Schmitt-trigger ciji je prag okidanja definisan zener diodom D5 (12 V) i iznosi oko 12,5 V. Odmah po ukljucenju napajanja, kondenzator C2 (100 µF) pocinje da se puni preko razdelnika napona R4, R5 i kada napon na njemu dostigne vrednos okidanja Schmitt-trigger-a plus 0,7 V zbog diode D4, dolazi do otvaranja tranzistora Q4 i ukljucivanja relea. Istovremeno, u trenutku ukljucenja, kondenzator C1 se vrlo brzo puni negativnim naponom dobijenim preko otpornika R1 i diode D1. Ovaj negativan napon ne utice na Darlington vezu tranzistora Q1, Q2 zbog diode D3. Medjutim, u trenutku iskljucenja pojacivaca, naizmenican napon trnutno nestaje i kondenzator C1 se preko otpornika R2 vrlo brzo puni jer se filtarski kondenzatori pojacivaca jos nisu ispraznili. Ovim se otvara Darlington veza tranzistora Q1, Q2 i preko otpornika R6 prazni kondenzator C2, cime se istovremeno blokira provodjenje tranzistora Q3, odnosno Q4, pa se relei iskljucuju. Vreme kasnjenja pri ukljucenju iznosi oko 4,5 s i definisano je otpornicima R4, R5 i kondenzatorom C2, mada se moze izmeniti i promenom zener diode (recimo smanjnjem na 10 V, kada kasnjenje iznosi oko 3,2 s). Sve ostale napomene date za prethodni sklop vaze i za ovaj.

Sinhronizovano ukljucenje pojacivaca i pretpojacivaca

U osnovi, problem je ponovo vezan za prelazne pojave prilikom ukljucenja/iskljucenja, ovaj put - pretpojacivaca. Ovo, naravno, da imate pretpojacivac i pojacivac kao zasebne celine. U suprotnom vam ovaj zastitni sklop nije ni potreban.

Ako su pretpojacivac i pojacivac zasebne celine, problem nastaje ako se prepojacivac ukljuci posle pojacivaca ili iskljuci pre njega. I naravno, pod uslovom da pretpojacivac nema switch-on delay - immediate switch-off sklop kojim svoje izlazne prikljucke spaja sa masom za vreme kada se prelazne pojave desavaju. Svako drugo resenje zahteva da pojacivac ima ovaj zastitni sklop.

Slika 3.1 - Sinhronizovano ukljucenje pojacivaca i retpojacivaca

Implementacija je veoma jednostavna. Veci deo sklopa predstavlja ispravljac stabilisanog napona od 3 V. Koristi se LM2931CT iz jednostavnog razloga sto mu je potrebna vema mala razlika ulaznog/izlaznog napona za pravilan rad (tipcno 0,6 V) i zato sto ima veoma malu struju mirovanja (tipcno 1 mA). Izlazni napon podesite na 3 V trimer potenciometrom R3 (10 k). Sprega sa ostatkom elektronike izvrsena je preko opto-coupler-a kako bi se izbegli problemi umasavanja. Na ovaj nacin su pojacivac i pretpojacivac galvanski odvojeni. Sve dok pretpojacivac ne da jednosmerni ili naizmenicni napon od 4~12 V, opto-coupler nije aktivan, OUTPUT1 je na niskom nivou (0 V), a OUTPUT2 je na visokom potencijalu (+12 V). Ova dva izlaza se povezuju sa ostatkom zastitnih sklopova i to tako da rad pojacivaca nije moguc sve dok se ne pojavi odgovarajuci napon na prikljucku J1. Treba napomenuti i da postoje verzije LM2931 sa fiksnim izlaznim naponom od 5 V (tri nozice) i u tom slucaju R5 treba da bude povecan na 240 Oma.

Ukoliko vam nije bitna mala razlika ulaznog/izlaznog napona, mozete upotrebiti i neki drugi stabilizator, recimo µA7805, pri cemu vrednost otpornika R5 treba da bude povecana na 240 Oma. Naravno u tom slucaju otpadaju otpornici R2, R3 i R4. Maksimalni jednosmerni napon na kondenzatoru C1 tada moze da bude 35 V, ne samo zato sto je to maksimalna vrednost data na semi (uzmite elko sa vecim naponom) vec zato sto je to maksimalna vrednost koju µA7805 moze da izdrzi.

Sve ovo, naravno, podrazumeva da pretpojacivac ima naponski izlaz za ukljucivanje pojacivaca. Ako nema, mozete ga sami napraviti. Pogledajte Switch-on - Immediate switch-off sklop.

Zastita od pregrevanja

Pojacivac ima u osnovi dva elementa ili preciznije grupe elemenata koji se znacajno zagrevaju u toku rada. To su transformator(i) i izlazni tranzistori. Zbog svoje mase, zagrevanje transformatora je daleko manje dinamicna pojava od zagrevanja izlaznih tranzistora, no i pored te cinjenice, ne treba je zanemariti. I transformatori i izlazni tranzistori se zagrevaju i kada nisu optereceni - transformatori zbog gubitaka u jezgru, a izlazni tranzistori zbog mirne struje koja protice kroz njih. Naravno, kada je rec o transformatorima, torusna jezgra imaju daleko manje gubitke od klasicnih EI (najcesce) jezgara. Izlazni tranzistori danas u high fidelity pojacivacima prakticno rade samo u AB ili A klasi, pa je tako i njihovo zagrevanje proporcionalno ovome - AB klasa podrazumeva mirne struje od 50~100 mA (naravno ima i resenja sa vecom mirnom strujom cime se postize da pojacivac pri manjim snagama radi u A klasi), dok pojacivaci u A klasi trose istu struju bez obzira da li je signal prikljucen ili nije, tj. trose bas onoliko koliko bi trosili da rade pri punoj snazi i opterecenju. Jasno je da je i termicko opterecenje u ovom slucaju najvece, kako izlaznih tranzistora, tako i transformatora. Nesto manji problem predstavljaju i ispravljacke diode, bez obzira da li su pojedinacne ili smestene u jedno kuciste i povezane u Greatz-ov spoj, mada i one vrlo cesto zahtevaju dodatno hladjenje, za koje je najcesce dovoljno i kuciste u koje je pojacivac smesten.

Pravilno dimenzionisanje je jedini lek protiv prekoracenja maksimalno dozvoljenih temperatura. Nekada, narocito kod izlaznih stepena u A klasi, klasicno hladjenje izlaznih tranzistora prirodnim konvekcijom vazduha nije dovoljno te se ubacuju ventilatori koji pomazu brzem odvodjenju toplote. Ventilatori su u opsegu jednosmernih, najcesce 12-voltnih pa do robusnih 220-voltnih asinhronih verzija.

Najjednostavniji vid zastite predstavlja upotreba termickih osiguraca. Na trzistu postoji veoma veliki izbor ovih osiguraca, od opsega temperatura, pa do struje koju mogu da ukljuce/iskljuce. Najcesce koriscene varijante su one koje na temperaturama nizim od granicne provode, a kada dodje do prekoracenja ove temperature prekidaju provodjenje. Kako zavisno od konstrukcije, mogu da provode i struje od nekoliko ampera, to se mogu koristiti za prekidanje mreznog napona na transformatoru ili prekidanje struje kroze rele koji ukljucuje/isklucuje zvucnik. Kada se stiti transformator od pregrevanja termicki osigurac se povezuje serijski sa primarom transformatora i fizicki je smesten medju namotaje primara. Ipak, budite veoma obazrivi - najcesce koriscen tip termickog osiguraca je cilindricnog oblika, dimenzija ř4 x 12 mm, sa kucistem direktno povezanim na jedan od izvoda!

Sledece u nizu koncepcijskih resenja termicke zastite, po jednostavnosti implementacije, predstavlja upotreba NTC otpornika. naravno, mozete koristiti i PTC otpornike ali se do njih teze dolazi i manji je izbor, kako vrednosti, tako i kucista. NTC otpornici, bas kako im i samo ime kaze (Negative Temperature Coefficient) imaju negativni temperaturni koeficijent, dakle sa porastom temperature, otpornost im opada. Formula za izracunavanje otpornosti termistora (NTC otpornika) za datu temperaturu glasi:

gde je RT - otpornost na temperaturi T, RT0 - otpornost na temperaturi T0 (najcesce 20 ili 25 °C, i to je nominalna otpornost otpornika), B - konstanta koja zavisi od vrste materijala i data je za svaki NTC otpornik, T i T0 su date u °K.

Temperaturni koeficijent termistora je dat formulom:

pri cemu napomene za prethodnu formulu i ovde vaze. NTC otpornici se pakuju u razlicita kucista - od varijanti sa sestougaonom glavom za kljuc i navojnim delom (idealne za hladnjake islaznih tranzistora), preko cilindricnih varijanti, sve do varijanti koje neodoljivo podsecaju na disk keramicke kondenzatore i koje su najmanje pogodne za montazu na hladnjake. Prakticna implementacija termistora data je na slici 1.

Slika 4.1 - Elektronski termicki osigurac sa NTC-om

NTC otpornik i otpornik R1 cine razdelnik napona povezan na ulaz integrisanog Schmitt-trigger-a (CMOS verzija je obavezna zbog zanemarivo malih ulaznih struja) U1a (MC14106 ili MC14093). Kondenzator C1 sluzi za eliminisanje smetnji indukovanih u kablu kojim je NTC povezan sa ostatkom elektronike. Bez obzira na ovo, duzinu ovog kabla smanjite na najmanju mogucu meru, a sam kabl neka bude oklopljen (oklop ide na +12 V u ovom slucaju). Sa porastom temperature otpornost NTC otpornika opada pa samim tim i napon na ulazu Schmitt-trigger-a. Kada napon padne na vrednost donjeg praga okidanja Schmitt-trigger-a, ovaj prebacuje svoje stanje i to se koristi dalje u zastitnim sklopovima (predvidjena su dva izlaza sa suprotnim stanjima OUTPUT1 i OUTPUT2). Zbog rasipanja vrednosti okidnih napona kod kola U1a, kao i zbog nemogucnosti preciznog proracuna otpornosti NTC-a na granicnoj temperaturi (bez obzira na datu formulu), najjednostavnije je formulom proracunati otpornost NTC-a, sracunati razdelnik napona i umesto fiksnog otpornika postaviti trimer. Budite obazrivi, Schmitt-trigger-i imaju histerezis tako da reaguju na razlicite napone, u zavisnosti da li napon raste ili se smanjuje tako da u ovom slucaju pri podesavanju morate polako povecavati temperaturu jer su to stvarni radni uslovi. Ovo je kontrast onome sto se namece kao logicno i finije resenje - zagrejati vodu do kljucanja, ubaciti NTC i kako se voda hladi tako doci do tacke okidanja kola U1a. Ovim cete samo doci do gornje okidne tacke, a potrebna vam je donja.

Drugi nacin detekcije temperaturnih promena je merenje promene napona na p-n spoju silicijumskih poluprovodnika - dioda i tranzistora. Promena napona iznosi oko -2 mV/°C. Na slici 2 dat je primer prakticnog izvodjenja sklopa za detekciju prekoracenja dozvoljene temperature.

Slika 4.2 - Elektronski termicki osigurac sa tranzistorom ili diodom

Tranzistor Q2 je vezan kao dioda. Njegov Vbe napon se menja sa promenom temperature u iznosu od oko -2 mV/°C. Radi poboljsanja rada, tranzistor Q2 se napaja iz izvora konstantne struje (Q1, R1) strujom od oko 1 mA. Ukoliko zelite da maksimalno pojednostavite ceo sklop, tranzistor Q2 zamenite obicnom silicijumskom diodom, a izvor konstantne struje zamenite otpornikom od oko 10 k. Vrednost otpornika R1 je data orijentaciono, pravu vrednost podesite prema uslovu da mirna struja treba da iznosi 1 mA i prema karakteristikama stvarnog tranzistora (Q1). R2 i C1 predstavljaju filtar koji otklanja sve eventualne smetnje idukovane u vodovima od senzora (tranzistor Q2) do operacionog pojacivaca (U1a). Bez obzira na ovo, preporuka je da ovi vodovi budu sto kraci i izvedeni oklopljenim kablom. Operacioni pojacivac U1a je vezan kao neinvertujuci pojacivac. Pojacanje je definisano odnosom otpornika R4/R3 i iznosi 11 puta. Kondenzator C2 obezbedjuje jedinicno pojacanje za vise frekvencije. Kako je promena ulaznog napona sa promenom temperature data kao - 2mV/°C, to se na izlazu prvog operacionog pojacivaca napon menja u odnosu -22 mV/°C. Ovaj napon nije linearnan sa promenom temperature, a nelinearnost u celom opsegu merenja iznosi nekoliko °C. Ovo moze biti znacajno samo ako nam je potrebna indikacija visine temperature, dakle ako nam je poreban termometar, no ovde nije od znacaja jer nas interesuje samo jedna jedina diskretna vrednost temperature - i to ona granicna. Operacioni pojacivac U1b vezan je kao komparator napona sa histerezisom (histerezis iznosi nekoliko stepeni i definisan je otpornicima R8 i R9). On poredi napon temperaturnog senzora i napon sa razdelnika napona (R5, R6 i R7). Ulazni napon je povezan na invertujuci ulaz jer je i temperaturni koeficijent senzora negativan. Na ovaj nacin je postignuto da je izlaz komparatora na nivou negativnog napona napajanja sve dok je temperatura ispod granicne. Dostizanjem granicne temperature, komparator prebacuje i izlaz odlazi na nivo pozitivnog napona napajanja. Dva vazna upozorenja. Iako ce sklop sasvim dobro da radi i sa jednostrukim naponom napajanja, kritican biva izbor operacionih pojacivaca koji istovremeno imaju veliku ulaznu otpornost i mogu da, u funkciji komparatora, drze izlazni napon veoma blizu naponu napajanja (0 V i +12 V u ovom slucaju). Vecina ne moze da spusti napon na 0 V, pa tako imate nizak nivo od par volti, sto je za ostatak elektronike verovatno neprihvatljivo. Ako se ipak odlucite za ovakvu varijantu odlican izbor su CMOS operacioni pojacivaci CA3140 (jednostruki), odnosno CA3240 (dvostruki). I druga napomena - ako ostanete pri varijanti simetricnog napajanja, ne zaboravite da izlazni napon drugog operacionog pojacivaca ima dve vrednosti: -12 V i +12 V. Ako ce negativna vrednost napona smetati ostatku elektronike ubacite diodu na izlaz komparatora (U1b). Razdelnik napona je proracunat tako da pokriva opseg podesavanja granicne temperature od 70 °C do 100 °C. Manje korekcije otpornika su svakako moguce.

I naravno, ako zaista hocete kvalitetno resenje, a u planu imate i nekakav elektronski termometar, upotrebicete LM35 (Celzijusova skala; LM34 ima skalu u Farenhajtovim stepenima) kao senzor, umesto tranzistora ili diode. Promena napona na izlazu ovog senzora iznosi +10 mV/°C te pojacanje prvog operacionog pojacivaca iznosi 2 (R1 i R2 imaju jednake vrednosti). Ostatak kola je identican prethodno opisanom, s tim sto se signal dovodi na neinvertujuci ulaz komparatora jer je i temperaturni koeficijent senzora pozitivan. Signal za termometar, ukoliko vam je potreban, uzmite sa spoja otpornika R2, R4 i R5.

Slika 4.3 - Elektronski termicki osigurac sa temperaturnim senzorom

Kako je LM35 osetljiv na kapacitivna opterecenja ulaz nema tipicni kondenzator. Ovde narocito vazi upozorenje o upotrebi kratkih i oklopljenih vodova. Ukoliko se, medjutim, oscilacije i/ili smetnje pojave, resenjem sa slike 3.1 cete ih eliminisati. R1 i C2 ne moraju biti vezani direktno na senzor, mogu biti i na drugom kraju - na samom ulazu operacionog pojacivaca. Isprobajte obe varijante i zadrzite efikasniju.

Slika 4.4 - Sprecavanje nezeljenih oscilacija i smetnji kod sklopa na sl. 3

Izlaze prikazanih sklopova vezite na pogodan nacin na ostatak zastitne elektronike. Treba li napominjati da temperaturni senzori (dioda, tranzistor ili LM35) moraju biti u jako dobrom termickom kontaktu sa objektom cija se temperatura meri? Upotreba termicki vodljive silikonske paste je obavezna, a tamo gde postoji mogucnost da strujanje okolnog vazduha rashladi jednu od povrsina senzora (recimo ventilator), obavezna je zastita senzora od tog strujanja, u protivnom, vas senzor ce meriti temperaturu koja je za nekoliko stepeni niza od stvarne!

Zaštita od jednosmernog napona na izlazu za zvučnike

Signal sa zvučnika se filtrira kombinacijom R1 (R2)/C1 čime se odstranjuje najveći deo naizmenične komponente. Ukoliko je ostatak pozitivan jednosmeran napon veći od 0,6V provešće tranzistor Q1, a samim tim i tranzistor Q3. Ukoliko je ostatak negativan jednosmeran napon veći od 0,6V provešće tranzistor Q2, a samim tim i tranzistor Q3. Output se povezuje na input sklopa na slici 2.1. Vremenska konstanta je tako odabrana da predstavlja dobar kompromis između brzine reagovanja i kvaliteta filtriranja naizmeničnog napona.

Slika 5.1 - Detekcija jednosmernog napona na izlazima za zvučnike